Bode diyagramı
Bode diyagramı temsil eden bir şekilde frekans yanıtı , özellikle bir sistemin, elektronik .
Bell Laboratories'den Hendrik Wade Bode , elektronik bir cihazdaki servo ve geri bildirimin basit grafiksel çalışması için bu diyagramı önerdi . Transfer fonksiyonundan kazanç marjını, faz marjını, sürekli kazancı, bant genişliğini , bozulma reddini ve sistem kararlılığını hızlı bir şekilde görselleştirmeye izin verir .
Tanım
Bir frekans yanıt sisteminin Bode diyagramı iki grafikten oluşur:
T(jω) {\ displaystyle T (j \ omega) \}
- kazanç bölgesi (ya da genlik) desibel (dB). Değeri hesaplanır .20günlük10(|T(jω)|) {\ displaystyle 20 \ log _ {10} {(| T (j \ omega) |)} \}
- faz tarafından verilen derecelerdeargüman(T(jω)) {\ displaystyle \ arg {(T (j \ omega))} \}
Darbe ölçekli bir logaritmik ve rad / s (saniye başına radyan) olarak ifade edilir. Logaritmik ölçek, düz bir çizginin bölümlerinden oluşturulduğu için çok okunabilir bir grafiğe izin verir .
Analog sistemlerin asimptotik grafiği
Aşağıdaki gibi yazılan keyfi bir transfer fonksiyonunu ele alalım:
H(p)=αpq∏k=1K(1+2ξkpωk+(pωk)2)∏l=1L(1+pωl)∏m=1M(1+2ξmpωm+(pωm)2)∏değil=1DEĞİL(1+pωdeğil){\ displaystyle H (p) = \ alpha p ^ {q} {\ frac {\ prod _ {k = 1} ^ {K} \ left (1 + 2 \ xi _ {k} {\ frac {p} { \ omega _ {k}}} + \ left ({\ frac {p} {\ omega _ {k}}} \ sağ) ^ {2} \ sağ) \ prod _ {l = 1} ^ {L} \ sol (1 + {\ frac {p} {\ omega _ {l}}} \ sağ)} {\ prod _ {m = 1} ^ {M} \ left (1 + 2 \ xi _ {m} {\ frac {p} {\ omega _ {m}}} + \ left ({\ frac {p} {\ omega _ {m}}} \ sağ) ^ {2} \ sağ) \ prod _ {n = 1} ^ {N} \ left (1 + {\ frac {p} {\ omega _ {n}}} \ sağ)}}}
veya α∈R ; q∈Z ; ωk,ωl,ωm,ωdeğil∈R∗ ; ξk,ξm∈R {\ displaystyle \ alpha \ in \ mathbb {R} \; \ q \ in \ mathbb {Z} \; \ \ omega _ {k}, \ omega _ {l}, \ omega _ {m}, \ omega _ {n} \ in \ mathbb {R} ^ {*} \; \ \ xi _ {k}, \ xi _ {m} \ in \ mathbb {R} \}
Bir transfer işlevi birkaç şekilde yazılabilse de, yukarıda açıklandığı gibi yazılmalıdır:
- birinci ve ikinci derecenin temel polinomlarının sabit terimleri geçerli olmalıdır . Bunu yapmak için sabiti kullanın .1{\ displaystyle 1}α{\ displaystyle \ alpha}
- Birinci ve ikinci derecenin temel polinomlarındaki terimler pay içinde olmalıdır. ( aşağıdaki Yüksek Geçiş işlevinin yeniden yazılmasına bakın)p{\ displaystyle p}
Modülü bu Not şeklinden dolayı temel terimlerin modüllerinin toplamına eşit logaritma . Aynısı, bu sefer argüman işlevi nedeniyle aşama için de geçerli. Bu nedenle, başlangıçta temel terimlerin Bode diyagramlarıyla ilgileneceğiz.
H(p) {\ displaystyle H (p) \}
Birinci dereceden sistemler
Düşük geçiş
Ya transfer işlevi:
H(p)=11+pω0 {\ displaystyle H (p) = {\ frac {1} {1 + {\ frac {p} {\ omega _ {0}}}}} \}Darbe , kesme darbesi olarak adlandırılır .
ω0 {\ displaystyle \ omega _ {0} \}
Bu nedenle ve .
ω≪ω0, H(jω)≈1 {\ displaystyle \ omega \ ll \ omega _ {0}, \ H (j \ omega) \ yaklaşık 1 \}|HdB(jω)|=0 {\ displaystyle | H_ {dB} (j \ omega) | = 0 \}argüman(H(jω))=0∘ {\ displaystyle \ arg {(H (j \ omega))} = 0 ^ {\ circ} \}
Bu nedenle ve .
ω≫ω0, H(jω)≈-jω0ω {\ displaystyle \ omega \ gg \ omega _ {0}, \ H (j \ omega) \ yaklaşık -j {\ frac {\ omega _ {0}} {\ omega}} \}|HdB(jω)|=-20günlük10(ω)+20günlük10(ω0) {\ displaystyle | H_ {dB} (j \ omega) | = -20 \ log _ {10} (\ omega) +20 \ log _ {10} (\ omega _ {0}) \}argüman(H(jω))=-90∘ {\ displaystyle \ arg {(H (j \ omega))} = - 90 ^ {\ circ} \}
Logaritmik bir referansta, -20 dB / on yıllık veya hatta -6 dB / oktavlık bir eğimle sonuçlanır . Ayrıca -1 eğiminden de bahsediyoruz. Modülün asimptotik Bode diyagramı bu nedenle iki doğrusal bölüme iner.
|HdB(jω)| {\ displaystyle | H_ {dB} (j \ omega) | \}
içerisinde , ya da eğri kesme noktasının altında 3 dB geçer.
ω0 {\ displaystyle \ omega _ {0} \}H(jω0)=11+j{\ displaystyle H (j \ omega _ {0}) = {\ frac {1} {1 + j}}}|Hdb(jω0)|=-20günlük10(2)=-10günlük10(2){\ displaystyle | H_ {db} (j \ omega _ {0}) | = -20 \ log _ {10} ({\ sqrt {2}}) = - 10 \ log _ {10} (2)}
Yüksek geçiş
Ya transfer işlevi:
H(p)=11+ω0p=pω01+pω0{\ displaystyle H (p) = {\ frac {1} {1 + {\ frac {\ omega _ {0}} {p}}}} = {\ frac {\ frac {p} {\ omega _ {0 }}} {1 + {\ frac {p} {\ omega _ {0}}}}}}Grafik, modülün dB cinsinden zıttı ve düşük geçiş fazı alınarak elde edilir.
İkinci dereceden sistemler
Düşük geçiş
Düşük geçişli tipte ikinci dereceden bir sistem, şu tipte bir transfer fonksiyonu ile karakterize edilir:
H(p)=H01+2ξpω0+(pω0)2 {\ displaystyle H (p) = {\ frac {H_ {0}} {1 + 2 \ xi {\ frac {p} {\ omega _ {0}}} + \ sol ({\ frac {p} {\ omega _ {0}}} \ sağ) ^ {2}}} \}H0{\ displaystyle H_ {0}}statik kazançtır. Titreşime uygun titreşim denir ve sönümlemedir.
ω0 {\ displaystyle \ omega _ {0} \}ξ {\ displaystyle \ xi \}
- Asimptotik arsa ve Gerçek eğri
Bu bölümde statik kazanç 1'e eşittir. Asimptotik düzen, sönümlemenin değerine bağlıdır. Üç durum vardır:
H0{\ displaystyle H_ {0}}
- ξ >1{\ displaystyle \ xi \> 1}
Transfer fonksiyonunun kutupları gerçek (ve stabilite için negatif), ve sistem iki transfer fonksiyonları bir ürünü ayrılır 1 st ordre.Soit ve transfer fonksiyonunun gerçek kutup:
p1{\ displaystyle p_ {1}}p2{\ displaystyle p_ {2}}
H(p)=11+2ξpω0+(pω0)2=1(1-pp1)(1-pp2){\ displaystyle H (p) = {\ frac {1} {1 + 2 \ xi {\ frac {p} {\ omega _ {0}}} + \ sol ({\ frac {p} {\ omega _ { 0}}} \ sağ) ^ {2}}} = {\ frac {1} {\ left (1 - {\ frac {p} {p_ {1}}} \ sağ) \ left (1 - {\ frac {p} {p_ {2}}} \ sağ)}}}
- ξ =1{\ displaystyle \ xi \ = 1}
Kutuplar gerçek, negatif ve eşittir (çift kutuplu). Eğer transfer fonksiyonunun bir çift kutup elde ederiz:
p0{\ displaystyle p_ {0}}
H(p)=11+2ξpω0+(pω0)2=1(1+pω0)2{\ displaystyle H (p) = {\ frac {1} {1 + 2 \ xi {\ frac {p} {\ omega _ {0}}} + \ sol ({\ frac {p} {\ omega _ { 0}}} \ sağ) ^ {2}}} = {\ frac {1} {\ left (1 + {\ frac {p} {\ omega _ {0}}} \ sağ) ^ {2}}} }Bu nedenle ve .
ω≪ω0 H(jω)≈1 {\ displaystyle \ omega \ ll \ omega _ {0} \ H (j \ omega) \ yaklaşık 1 \}|HdB(jω)|=0 {\ displaystyle | H_ {dB} (j \ omega) | = 0 \}argüman(H(jω))=0∘ {\ displaystyle \ arg {(H (j \ omega))} = 0 ^ {\ circ} \}
Bu nedenle ve .
ω≫ω0 |H(jω)|≈(ω0ω)2 {\ displaystyle \ omega \ gg \ omega _ {0} \ | H (j \ omega) | \ yaklaşık \ sol ({\ frac {\ omega _ {0}} {\ omega}} \ sağ) ^ {2} \}|HdB(jω)|=-40günlük10(ω)+40günlük10(ω0) {\ displaystyle | H_ {dB} (j \ omega) | = -40 \ log _ {10} (\ omega) +40 \ log _ {10} (\ omega _ {0}) \}argüman(H(jω))=-180∘×sbengdeğile(ω0ξ) {\ displaystyle \ arg {(H (j \ omega))} = - 180 ^ {\ circ} \ times \ operatorname {işaret (\ omega _ {0} \ xi)} \}
Logaritmik bir kıyaslamada, -40 dB / on yıllık veya hatta -12 dB / oktavlık bir eğimle sonuçlanır . Ayrıca -2 eğiminden de bahsediyoruz. Modülün asimptotik Bode diyagramı bu nedenle iki doğrusal bölüme iner.
|HdB(jω)| {\ displaystyle | H_ {dB} (j \ omega) | \}
- ξ <1{\ displaystyle \ xi \ <1}
Asimptotik diyagram, önceki durumdakiyle aynıdır. Transfer fonksiyonunun kutupları, negatif gerçek kısım ile karmaşık ve eşleniktir. Zaman , sistem sergiler rezonans. Aktarım işlevi modülünün maksimumu daha sonra girilir . Maksimuma karşılık gelen darbe bu nedenle her zaman daha azdır .
ξ<22 {\ displaystyle \ xi <{\ frac {\ sqrt {2}} {2}} \}|H(jω)|m-dex=12ξ1-ξ2 {\ displaystyle | H (j \ omega) | _ {max} = {\ frac {1} {2 \ xi {\ sqrt {1- \ xi ^ {2}}}}} \}ωR=ω01-2ξ2 {\ displaystyle \ omega _ {R} = \ omega _ {0} {\ sqrt {1-2 \ xi ^ {2}}} \}ωR{\ displaystyle \ omega _ {R}}ω0{\ displaystyle \ omega _ {0}}
Yüksek geçiş
H(p)=(pω0)21+2ξpω0+(pω0)2 {\ displaystyle H (p) = {\ frac {({\ frac {p} {\ omega _ {0}}}) ^ {2}} {1 + 2 \ xi {\ frac {p} {\ omega _ {0}}} + \ sol ({\ frac {p} {\ omega _ {0}}} \ sağ) ^ {2}}} \}Grafik, modülün dB cinsinden zıttı ve düşük geçiş fazı alınarak elde edilir.
Genel duruma geri dön
Yukarıda belirttiğimiz gibi, transfer fonksiyonu diyagramını elde etmek için temel terimlerin tüm Bode diyagramlarını ekleyebiliriz .
H(p) {\ displaystyle H (p) \}
Bununla birlikte, bu transfer işlevi karmaşık olduğunda, darbe arttıkça her terimin katkılarını hesaba katmak daha kolaydır .
ω {\ displaystyle \ omega \}
Başlangıçta, modülün asimptotunun bir eğim çizgisi q (q * 20 dB / Decade) olduğu ve fazın sabit olduğu zaman . Daha sonra, bir darbeyle her karşılaşıldığında, grafik aşağıdaki prosedüre göre değiştirilir:
ω→0 {\ displaystyle \ omega \ rightarrow 0 \}q×90∘ {\ displaystyle q \ times 90 ^ {\ circ} \}
- Çünkü modülün eğimine (+40 dB / on yıl) ve faza +2 ekliyoruz .ω=ωk {\ displaystyle \ omega = \ omega _ {k} \}180∘×sbengdeğile(ωkξk) {\ displaystyle 180 ^ {\ circ} \ times \ operatorname {işaret (\ omega _ {k} \ xi _ {k})} \}
- Çünkü modülün eğimine (+20 dB / on yıl) ve faza +1 ekliyoruz .ω=ωl {\ displaystyle \ omega = \ omega _ {l} \}90∘×sbengdeğile(ωl) {\ displaystyle 90 ^ {\ circ} \ times \ operatorname {işaret (\ omega _ {l})} \}
- Çünkü modülün eğimine (-40 dB / on yıl) ve faza -2 ekliyoruz .ω=ωm {\ displaystyle \ omega = \ omega _ {m} \}-180∘×sbengdeğile(ωmξm) {\ displaystyle -180 ^ {\ circ} \ times \ operatorname {işaret (\ omega _ {m} \ xi _ {m})} \}
- Çünkü modülün eğimine (-20 dB / on yıl) ve faza -1 ekleriz .ω=ωdeğil {\ displaystyle \ omega = \ omega _ {n} \}-90∘×sbengdeğile(ωdeğil) {\ displaystyle -90 ^ {\ circ} \ times \ operatorname {işaret (\ omega _ {n})} \}
Dijital sistemlerin çizimi
Titreşim aralığının sınırlandırılması
Bu sefer ayrık bir sistemin transfer fonksiyonuna sahibiz .
G(z)=Z{g(değil)} {\ displaystyle G (z) = {\ mathcal {Z}} \ {g (n) \} \}
Bode diyagramını elde etmek için, fonksiyonu birim çember üzerinde değerlendirmeliyiz.
Başka bir deyişle, ile (simetri ile tam çemberi elde ederiz).
z=e2πjν {\ displaystyle z = e ^ {2 \ pi j \ nu} \}ν∈[0;12]{\ displaystyle \ nu \ in \ sol [0; {\ frac {1} {2}} \ sağ]}
Kesikli sistem, sürekli bir sistemin T periyodunda örneklemeden elde edilmişse , o zaman .
z=ejωT {\ displaystyle z = e ^ {j \ omega T} \}ω∈[0;πT]{\ displaystyle \ omega \ in \ sol [0; {\ frac {\ pi} {T}} \ sağ]}
Üstelik ilişkiler ve rasyonel değildir . Sonuç olarak, rotanın incelenmesi karmaşıktır ve bilgisayar kaynakları gerektirir.
|G(z)|z=e2πjν {\ displaystyle | G (z) | _ {z = e ^ {2 \ pi j \ nu}} \}-derg(G(z)z=e2πjν) {\ displaystyle \ operatorname {arg (G (z) _ {z = e ^ {2 \ pi j \ nu}})} \}ν {\ displaystyle \ nu \}
Çift doğrusal dönüşüm
Bununla birlikte, sürekli duruma indirgemeye izin veren bir uygulama var:
z=2T+w2T-w {\ displaystyle z = {\ frac {{\ frac {2} {T}} + w} {{\ frac {2} {T}} - w}} \}veya karşılıklı fonksiyon w=2Tz-1z+1 {\ displaystyle w = {\ frac {2} {T}} {\ frac {z-1} {z + 1}} \}
Bu, Möbius'un bir
dönüşümüdür .
Bu dönüşüm, hayali eksen kılan sürekli bir alan içinde tekabül birim çembere sahip
ayrık alanı ile arasında : gerçekten de poz göre , daha sonra , bu nedenle modülü 1 'in aynı zamanda yazılı olan konjügatı ile bölünen bir kompleks olan , bu nedenle bağımsız değişken de, bir modulo'nun yarısı : argüman .
w=jΩ {\ displaystyle w = j \ Omega \}z=ejωT {\ displaystyle z = e ^ {j \ omega T} \}ω=2T-dervst-dedeğil(TΩ2) {\ displaystyle \ omega = {\ frac {2} {T}} \ operatöradı {arktan \ sol ({\ frac {T \ Omega} {2}} \ sağ)} \}Z=2T+jΩ{\ displaystyle Z = {\ frac {2} {T}} + j \ Omega}z=2T+jΩ2T-jΩ=ZZ∗ {\ displaystyle z = {\ frac {{\ frac {2} {T}} + j \ Omega} {{\ frac {2} {T}} - j \ Omega}} = {\ frac {Z} {Z ^ {*}}} \}z=Z2|Z|2 {\ displaystyle z = {\ frac {Z ^ {2}} {| Z | ^ {2}}} \}Z {\ displaystyle Z \}z {\ displaystyle z \}π {\ displaystyle \ pi \}-derg(Z)≡-dervst-dedeğil(Ω2T) [π]≡12ωT [π]{\ displaystyle \ operatorname {arg (Z)} \ equiv \ operatorname {arctan \ left ({\ frac {\ Omega} {\ frac {2} {T}}} \ right)} \ [\ pi] \ equiv { \ frac {1} {2}} \ omega T \ [\ pi]}
Şimdi, ne zaman , biz var , bu durumda kendimizi sürekli incelenecek rasyonel bir kesir durumunda buluyoruz. Daha sonra , yakındaki diyagramın değerlerinin bir hatayla lekelendiğini bilerek, klasik bir analog sistemler çalışmasına geri dönebiliriz .
ωT≪1{\ displaystyle \ omega T \ ll 1}ω≈Ω {\ displaystyle \ omega \ yaklaşık \ Omega \}ω∈[0;πT]{\ displaystyle \ omega \ in \ sol [0; {\ frac {\ pi} {T}} \ sağ]}ω=πT {\ displaystyle \ omega = {\ frac {\ pi} {T}} \}
Ayrıca görün
<img src="https://fr.wikipedia.org/wiki/Special:CentralAutoLogin/start?type=1x1" alt="" title="" width="1" height="1" style="border: none; position: absolute;">